Malo vremena imam, ali ću iskomentarisati par stvari sa apsolutno krajnje dobrim namerama.
Citat:
gigabyte091:
Transformator mi baš i nije nešto složen, pazi da imaš dobru popunu bakrom, namotaj namotaj do namotaja, budi pedantan, nemoj samo tako namotati... Isto tako, bolje je koristiti više tanjih vodova spojenih paralelno nego jedan debeli jer što je viša frekvencija struje to je skin effect izraženiji a onda nemaš neke koristi od jedne debele žice.
Imaš u mojoj temi slike kako sam ja slagao transformator, malo sam više vremena uložio a ispao je kao da je u tvornici motan.
Svakako da se treba držati kod hard sw. PP pretvarača pravila što boljeg učešljavanja namotaja (važi kako za primare međusobno tako i za sekundare) kao pravila korišćenja pletenica zbog skin efekta i prethodne opaske su potpuno na mestu, s' tim što ovde imamo krajnje jednostavan slučaj galvanski nerazdvojenog pretvarača gde se znatno može uštedeti na materijalu sa istovremenim porastom stepena iskorišćenja:
Push pull boost za konkretan slučaj će biti najefikasniji ako je trafo namotan kao na onom pdf koji sam priložio.
Naime, kod PP pretvarača sa ovako malim naponima (>100-200Vpk) najpovoljniji način motanja primara je bifilarno motanje, čim se postiže maksimalna sprega obe polovine primara što automatski povlaći minimalne potrebe za snubber mrežom.
Dodatno, sasvim prirodna osobina PP pretvarača je da je amplituda na svakom pojedinačnom drainu 2 * Uin zato što je jedna polovina primara već sama po sebi sekundar, oslonjen jednim krajem na Uin i sabira se sa njim.
Ostaje da se samo krajevi primara "produže" da bi se dobio napon dovoljne veličine koji će odrediti duty i maksimalni opseg regulacije za varijacije Uin. (duty minimalno zavisi od opterećenja, a u mnogo većoj meri od Uin i željenog Uout, kao i od prenosnog odnosa trafoa)
Kod pretpostavke da nam je Uin npr. 12VDC, na drainovima će nam postojati impuls amplitude Uin + Uprim = 24Vpk.
Ako "produžimo" primar sa obe strane sa polovinom do dve trećine broja navoja jedne polovine primara, imaćemo ispred isprvljačkih dioda 30-32Vpk, što će nam odrediti duty u rangu od 41% do oko 39%, a sa veoma malom količinom dodatne žice. To umanjuje ukupnu količinu utrošene žice i konduktivne gubitke na njoj, jer ako motamo posebne sekundare, i ako su oslonjeni na +12Vdc trebaće nam više navoja nego kada su oslonjeni na 24Vpk.
Ujedno se dobija nešto poput dve polovine primara sa izvodima za drainove što nudi mogućnost bifilarnog motanja iz jednog poteza, sa izvođenjem samo tih izvoda za drainove. O prednostima bifilarnog motanja sam već na mnogo mesta pisao pa neću gnjaviti dalje. To je najbolji način za klasični PP pretvarač kada god to radni napon dopušta. Koristi se sa klasičnom lak žicom do najviše par stotina Vpk izmedju pojedinačnih žica u namotaju (viši naponi od toga su već pretnja za vek izolacionog laka na žici), a ima i ekstremnih izuzetaka sa višim naponima gde se koristi žica sa specilalnim izolacijama, ali nama "smrtnicima" je teže dostupna jer se najčešće koristi za vojnu upotrebu, a cenu joj neću ni pominjati...
Citat:
Nadalje, u sekundar stavi namotaj dva više od proračunatog, time postižeš da SMPS radi na manjem duty cycleu, a samim tim i manje grijanje i manje stresa na pogonske tranzistore.
Ova izjava već ne pije vodu.
Ispraviću je krajnje dobronamerno, sa ciljem sticanja ispravnog znanja i nagovaranjem za razmišljanje pre stavljanja neke izjave u javnu upotrebu. Ali pošto niko od nas nije nepogrešiv tu smo da se dopunimo i ispravimo međusobno...
Naime, što je kraći duty veći su gubici. Razjasniću zašto.
Pretpostavimo da nam je potrošnja takva da nam pretvarač troši iz napajanja 5A srednje struje i da su nam otpori Rds mosfeta npr. 0,1 ohm (dimenzije su nebitne, ovo navodim samo kao primer)
Ako bi imali duty=50% po polovini primara praktično ne bi bi bilo pauze izmedju preklapanja mosfeta pa bi svaki od njih provodio svojih 5A naizmenično. Dakle, svaki će mosfet imati I^2 *R discipaciju konduktivnih gubitaka i biće njom opterećen pola vremena, tj. discipacija konduktivnih gubitaka će biti: I^2 *R * 0,5 = 5^2 * 0,1 * 0,5 = 1,25W po mosfetu.
Drugi pretpostavljen slučaj bi bio sa duty 2 x 25%, gde bi mosfeti bili "dužni" da provode po 10A za četvrtinu perioda da bi se ostvario uslov srednje struje od 5A. Imamo sledeće stanje: 10^2 * 0,1 * 0,25 = 2,5W po mosfetu, što je dvostruko gori slučaj discipacije konduktivnih gubitaka u odnosu na prethodni veći duty.
Izbeći ćemo duty veći od 2 x 45% ,što je inače i uobičajen interni limit na većini PP kontrolnih IC, a razlog je neophodno izvesno vreme za rad storage kalema koji će obezbediti tipično induktivni karakter opterećenja primarne strane, ujedno i sprečavanje mogućnosti istovremenog provođenja oba mosfeta...
Upotrebićemo prvu manju vrednost za duty koja e zadovoljiti najlošije uslove rada pretvarača, a pri tom težiti njegovoj što većoj vrednosti.
Imamo važan zaključak na raspolaganju:
-treba težiti što većem duty kod ovakvog tipa pretvarača jer kvadratno prirastaju konduktivni gubici na svim linearnim otpornostima u kolu (žica Rds i slično) sa prirastom struje kroz njih.
Taj prirast gubitaka sa strujom je bitno veći od onog koji nastaje zbog potrebnog većeg broja navoja sa većim duty.
Dakle, što manji odnos vršne i srednje struje koji je moguće ostvariti, a da se pri tom zadovolje ostali uslovi rada (raspon ulaznog napona i raspon izlaznog napona).
Veliki pozdrav svima